乱搭的前级,路过的大侠请指点

wendell

我仍然认为，补偿足够的话，比没有电流镜的快不了多少。那个方波的振铃比你前面的仿真高多了。尽管我相信wensan的电路很可能有其巧妙之处。
比比看，下面仿真的电路是没有电流镜的。只是在楼主的线路上稍作了修改，元件数量一点也不比加入电流镜更多。卖个关子，暂时先也隐藏一下 。其实并没有什么了不起的技术，但绝对没有作假取巧！
达到了这么高的指标，对于这个电路而言，任何比它更复杂的线路意义都不大了。



xlf0602 发表于 2010-3-30 16:39

測反饋放大器的方波響應跟測反饋放大器的轉折率限制的意義是有一點不同的!
反饋放大器的轉折率限制的起因在於反饋放大器瞬間輸入級過荷, 輸入級過荷的瞬間過了之後, 整個反饋放大器應該維持在線性工作狀態, 所以輸入級過荷的瞬間過了之後, 輸出波形出現鈴振是正常現象, 能夠出現鈴振代表反饋放大器以線性控制的方式在工作著.
而輸入級瞬間過荷如果會觸發整個反饋放大器過荷失控, 那麼在反饋放大器的輸入端加低通濾波來預防反饋放大器瞬間輸入級過荷, 這樣即使可以得到理想的方波響應, 但這樣子的反饋放大器在穩定性和轉折率限制上仍然有潛在的問題!

xlf0602

要不是覺得你這個人還值得提醒, 我也不必浪費那些精神.
倒是你對我沒有一點好感啊!
samurai 发表于 2010-3-30 23:33

如果在29楼是用“补偿说”而不是用“电流吃掉说”来“提醒”，少浪费精神的不止你一个哦。按你这么说，似乎你对他人也没什么好感啊。
其实我在28楼的分析并没全错。使用了电流镜有得有失，并不等于说我所分析的那些作用不存在。

測反饋放大器的方波響應跟測反饋放大器的轉折率限制的意義是有一點不同的!
反饋放大器的轉折率限制的起因在於反饋放大器瞬間輸入級過荷, 輸入級過荷的瞬間過了之後, 整個反饋放大器應該維持在線性工作狀態, 所以輸入級過荷的瞬間過了之後, 輸出波形出現鈴振是正常現象, 能夠出現鈴振代表反饋放大器以線性控制的方式在工作著.
而輸入級瞬間過荷如果會觸發整個反饋放大器過荷失控, 那麼在反饋放大器的輸入端加低通濾波來預防反饋放大器瞬間輸入級過荷, 這樣即使可以得到理想的方波響應, 但這樣子的反饋放大器在穩定性和轉折率限制上仍然有潛在的問題!
wendell 发表于 2010-3-31 01:19

这话容易让人误解，容易让人简单的认为有振铃反比没振铃更好。
通过合理的补偿消除掉振铃比有振铃似乎更正常。让一台放大器保留振铃比消除振铃更容易。
我在9楼也说了使用低通滤波是治标不治本的办法。但同样是有振铃的二台放大器如果都加入4MHz的低通后，一台有振铃，一台振铃不出现了，不出现振铃的那一台显然更好。下面这二台放大器的情况正是如此：

老牛288043

麻烦楼上几位有条件的朋友帮忙测试仿真下我这个线路看怎样。

xlf0602

牛版，仿不了的。因为J50和K134没有仿真模型，用其它的代替结果误差太大。

samurai

如果在29楼是用“补偿说”而不是用“电流吃掉说”来“提醒”，少浪费精神的不止你一个哦。按你这么说，似乎你对他人也没什么好感啊。
xlf0602 发表于 2010-3-31 11:14

知道答案並不等於了解問題, 你不費精神去把各方面的問題想清楚, 告訴你答案又如何! 更何況你現在就真的把各方面的問題全都了解透徹了嗎?
壇子上, 讓我感興趣的帖子不多, 有點技術含量的帖子更少, 吹捧廣告的帖子看了就討厭, 抄版侵權的帖子令人生氣, 理論不正確的帖子令人憂心,....... 讓我有好感的實在不多啊!

老牛288043

牛版，仿不了的。因为J50和K134没有仿真模型，用其它的代替结果误差太大。
xlf0602 发表于 2010-3-31 23:05

假如你用K1058/J162仿真模型呢？

Biglee_163

假如你用K1058/J162仿真模型呢？
老牛288043 发表于 2010-4-1 10:00

K1058/J162与K134/J49完全是两种类型的MOS管,仿真的意义不大

wendell

这话容易让人误解，容易让人简单的认为有振铃反比没振铃更好。
通过合理的补偿消除掉振铃比有振铃似乎更正常。让一台放大器保留振铃比消除振铃更容易。
我在9楼也说了使用低通滤波是治标不治本的办法。但同样是有振铃的二台放大器如果都加入4MHz的低通后，一台有振铃，一台振铃不出现了，不出现振铃的那一台显然更好。下面这二台放大器的情况正是如此：


xlf0602 发表于 2010-3-31 11:14

我想你並沒有理解samurai在測轉折率時, 刻意拿掉放大器輸入端低通濾波電容的用意!
測轉折率時, 就是刻意要讓放大器因反饋信號的延遲發生瞬間輸入過荷, 來觀察放大器的工作狀態. 至於實際使用時還是應該要把放大器輸入端低通濾波電容加上去.
一般放大器在因反饋信號的延遲發生瞬間輸入過荷時, 都會以米勒效應把過荷侷限在輸入級. 如果過荷不是侷限在輸入級, 那麼發生瞬間輸入過荷就會觸發放大器發生輸出過荷.
所以你應該拿掉放大器輸入端低通濾波電容再測看看會有什麼狀況.

antiga

不错啊 很用心的作品了 不过感觉接地 和 布局 屏蔽还有改进的余地

xlf0602

假如你用K1058/J162仿真模型呢？
老牛288043 发表于 2010-4-1 10:00

我倒是知道J50和K134与K1058/J162它们是封装不同而参数相同的管子，可K1058/J162的仿真模型一样没有的。

zagyx

不错，学习了。

xlf0602

知道答案並不等於了解問題, 你不費精神去把各方面的問題想清楚, 告訴你答案又如何! 更何況你現在就真的把各方面的問題全都了解透徹了嗎?
samurai 发表于 2010-4-1 01:46

很显然，论坛毕竟不是课堂。这话对那些在校学生或某些不求上进的专业从业人员这么说那是太正确了！可我玩这个纯粹只是为了消遣，“精神”需要留着去做能填饱肚子的事。把这方面的问题都了解透彻了对我的肚皮并不能直接带来好处哟  。我来这里“消遣”才是第一位的。

其实要把所有的问题都了解透彻那是太难了。就说说我们关于转换速率所作的一些仿真吧，下面是你为了说明放大器的转换速率而分别在81楼91楼所作的几个仿真，我还真为它费了“精神”了：



抛开方波在输入端的变形不说，你的仿真真的能反映出放大器的真实转换速率吗？如你所说，加入了电流镜可使差分输出电流加倍，可补偿电容C5、C6是无电流镜线路的五倍，这么说来应该是加了电流镜的线路转换速率更低才对。可怎么看上去并不是这样啊？第三图是用了wensan电流镜的线路，也许能用与无电流镜线路一样大小的补偿电容，但为什么你要把它调到欠补偿才能显示出它的“速度优势”呢？我认为按你的仿真条件是得不出转换速率的正确结果的。在放大器的转换速率足够高的时候，输出的方波出现圆角很可能是受限于放大器的频率上限而不是转换速率。上面的第一第二图直接反映出来的应该是频率上限的问题（当然这里很可能是输入端的“低通滤波器”造成的）。
下面这几个图也许更能说明问题：

①②是同一个使用了电流镜的电路，③④是同一个无电流镜的电路，只是输出电压不同，分别为40Vp-p和80Vp-p。且有电流镜和无电流镜的线路使用完全相同大小的补偿电容且输入端的低通滤波器不影响输出端波形。按你前面的说法从波形看上去估算，②④的转换速率分别只有①③的一半，可明明①②是同一线路，③④是同一线路。这恰好说明了这些方波出现圆角不是因为受限于放大器的转换速率而是受限于放大器的频率上限。
有电流镜的放大器差分级输出电流大一倍，那么在补偿电容相同的时候转换速率高一倍才对吧？可①②与③④波形看上去十分类似，再次说明了这些方波出现圆角直接反映出来的是放大器的频率上限。
你做的那些仿真用来确定转换速率不是错误的么？

  
我想你並沒有理解samurai在測轉折率時, 刻意拿掉放大器輸入端低通濾波電容的用意!
測轉折率時, 就是刻意要讓放大器因反饋信號的延遲發生瞬間輸入過荷, 來觀察放大器的工作狀態. 至於實際使用時還是應該要把放大器輸入端低通濾波電容加上去.
一般放大器在因反饋信號的延遲發生瞬間輸入過荷時, 都會以米勒效應把過荷侷限在輸入級. 如果過荷不是侷限在輸入級, 那麼發生瞬間輸入過荷就會觸發放大器發生輸出過荷.
所以你應該拿掉放大器輸入端低通濾波電容再測看看會有什麼狀況.
wendell 发表于 2010-4-1 14:36

与你认为的正好相反，我恰恰是特别注意了放大器输入端的低通滤波电容了，而你却忽略了2SK170和2SJ108的Crss这个参数。
2SK170和2SJ108的Crss与2K的电阻构成了一个约2MHz的低通滤波器。看看我在100#的图我想你应该能明白，我只是加入了一个20pF的电容把二者来进行对比，已经是很公平的了。二个线路谁优谁劣十分明显。

lauho

通常我都主张"精简至上", 前级能简则简.
前级处理的流程: 输入缓冲→电压激励→输出缓冲(此部分可以省略).
前段时间我也乱搭了一个前级, 好简单的. 一级输入缓冲加一级电压激励.
虽然还是比较多零件的,.

wendell

与你认为的正好相反，我恰恰是特别注意了放大器输入端的低通滤波电容了，而你却忽略了2SK170和2SJ108的Crss这个参数。
2SK170和2SJ108的Crss与2K的电阻构成了一个约2MHz的低通滤波器。看看我在100#的图我想你应该能明白，我只是加入了一个20pF的电容把二者来进行对比，已经是很公平的了。二个线路谁优谁劣十分明显。xlf0602 发表于 2010-4-1 23:51

所以測轉折率時只拿掉放大器輸入端低通濾波電容是偷懶的做法, 應該連那個2K的電阻也拿掉.

我用OrCAD Pspice對你的這個電路做了一下仿真.


輸入端直接接上信號源, 原本要測測轉折率, 結果發現電路自激, 輸入方波振幅降到0.002V仍然自激.


加大補償後, 仿真顯示輸入級過荷只有極短的一瞬間, 這一瞬間方波波形出現"預激", 之後方波上升下降的斜率應是被反饋分壓電路上的補償電容所影響.


OrCAD Pspice和Multisim那一個比較準確不是我可以斷言的, 不曉得實際做出來會如何?

samurai

我只是加入了一个20pF的电容把二者来进行对比，已经是很公平的了。二个线路谁优谁劣十分明显。
xlf0602 发表于 2010-4-1 23:51

說到"公平", 如果要在輸入端加上電容, 不是也一樣可以調到這樣. THD失真還更小.

xlf0602

所以測轉折率時只拿掉放大器輸入端低通濾波電容是偷懶的做法, 應該連那個2K的電阻也拿掉.
我用OrCAD Pspice對你的這個電路做了一下仿真.
輸入端直接接上信號源, 原本要測測轉折率, 結果發現電路自激, 輸入方波振幅降到0.002V仍然自激.
加大補償後, 仿真顯示輸入級過荷只有極短的一瞬間, 這一瞬間方波波形出現"預激", 之後方波上升下降的斜率應是被反饋分壓電路上的補償電容所影響.
OrCAD Pspice和Multisim那一個比較準確不是我可以斷言的, 不曉得實際做出來會如何?
wendell 发表于 2010-4-2 07:01

把输入端的电阻拿掉，是不是放大器的稳定性都会变差？Multisim的准确性差，是不是对所有放大器的缺陷一样都有所掩盖？如果是，你的仿真能说明些什么？

說到"公平", 如果要在輸入端加上電容, 不是也一樣可以調到這樣. THD失真還更小.
samurai 发表于 2010-4-2 13:54

好像不只是加了一只容，还用到了前面我所说的什么“小技”吧？

还是回到楼主感兴趣的话题上来吧。
由于不想改变楼主线路的结构，却最后证明在楼主的线路里用电流镜并不成功。但真的在全对称的差分电路里就不能用电流镜吗？答案当然是能。别人怎么做的我不知道，我要用到一种好像叫做单级放大器的电路结构，其实这种结构就是能把输入级和主电压放大级一起看成折叠式的渥尔曼电路。早在一年前我在论坛里就曾经发过一个失败的功放电路（原贴点此进入 见最后一楼的图），其输入级就是在全对称的差分电路里应用了电流镜。那个电路里用电流镜为什么就会好一些呢？其原理就在于让电流镜成为了常说的“主电压放大级”的一部分！于是电流镜带来的使放大器相移增加的问题基本上得到克服。

看看下图，就能比较清楚的了解怎么让无电流镜电路“轻而易举”的变成有电流镜电路而又不明显影响整个反馈环的相移：

很明显，如果把增加的QA、QB等效为一只二极管，那么上图改进前和改进后的电路放大级数是完全一样的，所以估计改进前后的稳定性也是差不多的。
根据上面的思路，画了二个比较接近于实用的电路，仅供楼主参考。不要太在意图中所标注的管子型号：（点击图片放大后看更清晰。方案B中的D7、D8不需要）

wendell

加大補償後, 仿真顯示輸入級過荷只有極短的一瞬間, 這一瞬間方波波形出現"預激", 之後方波上升下降的斜率應是被反饋分壓電路上的補償電容所影響.

wendell 发表于 2010-4-2 07:01

對於上面的轉折率測試, 方波上升下降的斜率受什麼因素影響, 我一直有所懷疑, 我想到一般差分出入電路只能工作在A類範圍, 所以過荷時呈現定電流輸出, 所以方波上升下降的斜率是固定的. 但是JFET的鑽石差分電路可以從A類進入AB類的方式工作, 只是A類工作時的增益比AB類工作時的增益大很多, 所以從A類進入AB類的方式工作屬於"軟性過荷", 以致於方波上升下降的斜率會變化. 下圖的仿真將JFET的鑽石差分電路中間的電阻改成恆流源, 那麼JFET的鑽石差分電路就不可以從A類進入AB類的方式工作, 仿真的結果顯示方波上升下降的斜率是固定的.

goldwayzhang

都是高手呀，学习了。

xtcqk

回复117#：非常感谢提供的方案，恒流二极管这东西本来就贵，配对更不好搞，如果我选，我选B方案。但R17为何取值如此大。

wendell

把输入端的电阻拿掉，是不是放大器的稳定性都会变差？
xlf0602 发表于 2010-4-3 13:24

我用OrCAD Pspice仿真顯示, 加上輸入端的電阻電容, 電路仍然嚴重自激.