OTL也可以低失真-一款采用平面场管的功放

筑明 · 发表于 2025-9-23 23:17

几年前看到的，电路非常有特色，所以收藏了电路图计划制作一台，今天想去看详细资料，居然找不到原来的网页了。仿真文件

MJR7 1Khz 1 Watt FFT Simulation2.rar (2.3 KB, 下载次数: 91)

yxu2018 · 发表于 2025-9-24 08:14

OTL最大的优势在于无需扬保，因为有文章指出OCL的扬保继电器触点，阻抗不见得比电容低，触点稳定性甚至没有电容好。

jacksl528 · 发表于 2025-9-24 08:59

本帖最后由 jacksl528 于 2025-9-24 09:11 编辑

OTL相对OCL最大的优势在于供电简单，成本低。频响和功率限制是硬伤

HIFI5200 · 发表于 2025-9-24 09:15

着两场管是负温还是正温？价格贵吗？

筑明 · 发表于 2025-9-24 09:26

本帖最后由筑明于 2025-9-24 09:55 编辑

增益和相移

Spice仿真给出了闭环增益和相移的以下结果。有一个近乎完美的线性相位从1kHz到20kHz的响应，在该频率范围内具有与3.3usec恒定时间延迟相同的效果，因此具有对波形几乎没有影响。-1dB频率范围约为12Hz至30kHz。
图片1.png

使用电容耦合输出可以避免使用差分输入级，并使用互补反馈对和级联将输入直接施加到比通常的电压放大器级（VAS）稍微复杂一些。在输出级中使用横向MOSFET，它们直接从MJR6中的VAS驱动。为 MJR7 增加一个发射极-跟随器级可显著降低非线性 MOSFET 输入阻抗引起的开环失真。
电路的想法并不新鲜，事实上，与反相放大器、总反馈中包含的输出电容器和单个电压放大器级非常相似的布置是H.C.Lin于1956年发表的首批“无变压器”固态设计之一。它使用了锗晶体管，显然静态电流稳定性相当差。请注意，原始文章显示该放大器由前置放大器驱动，其输出阻抗决定了功率放大器增益。因此，给定链路上的电路不完整，如果由低阻抗源驱动，则应具有约2k的串联输入电阻来定义增益。
大多数现代放大器设计使用直接耦合输出，但直接耦合的唯一独特成就是能够将直流电驱动到扬声器中，然后我们需要通过扬声器保护电路来防止这种情况。电容耦合输出的唯一实际问题是电容通过扬声器充电时接通砰砰声、电容失真水平较低以及低频阻尼因数降低。我在图表的左上角包括了一个抗重击电路，它由两个BAV20二极管以及一个电阻器和电容器组成。这将接通脉冲降低到大约 1V，用我自己的扬声器只发出很小的不显眼的声音，关闭时没有明显的声音。当然，如果在放大器运行时打开或关闭信号源，则可能会有来自信号源的砰砰声或咔嗒声。
将输出电容包含在全局反馈环路内可减少其失真及其对阻尼因数的影响。阻尼系数是为 Mk3 指定的，此处重复该部分。20Hz时1500的测量值优于许多直接耦合示例。

阻尼因数：
这是为了证明输出电容效应不仅被反馈环路消除，而且输出电阻甚至在10Hz左右略微为负。阻尼系数是一个几乎完全不重要的规格，扬声器音圈的电阻与放大器输出阻抗串联限制了扬声器可能的阻尼水平，因此只要阻尼系数超过约20，进一步增加几乎没有区别。
8 欧姆负载的测量值为：
1kHz 时为 380 30Hz 时为
820 20Hz
时为
1500 负电阻 15Hz 时为 -0.01 欧姆，10Hz 时为 -0.06 欧姆。当时没有测量20kHz时的阻尼因数，但可以计算为110左右，包括0.4uH输出电感的影响。

负输出电阻不太可能成为问题，可能使输出短路可能会导致 10Hz 左右的振荡，但所做的只是熔断电源线保险丝，如果有音频输入信号，无论如何都会发生这种情况。在实际应用中，负电阻会抵消扬声器电缆的一些电阻，在正常使用中并不重要。

扬声器保护：
电容耦合输出不仅简化了电路，而且还在故障条件下保护扬声器。这可以使用其他方法完成，但是使用输出电容器进行扬声器保护比使用继电器和其他类似技术的某些方法效果更快。如果故障条件导致输出短路至60V正电源轨，则对于为8R负载供电的4700uF电容器，输出脉冲将从30V开始，但立即开始下降，在38毫秒后达到11V。使用直接耦合和电路来检测这样的输出并激活继电器以保护扬声器，需要足够的延迟来确定输出是由故障而不是高电平低音引起的。再增加几毫秒，继电器才能工作，延迟可能比电容保护所需的时间长。在此期间，可以向扬声器施加全电源电压，而不是快速降低电压，因此扬声器损坏的可能性可能很大。三。希望大多数扬声器都能经受住这种待遇，但某些电子音乐可能具有低于 20Hz 的高电平低音，因此很难确定所有可能的应用需要多少延迟。有检测故障条件的替代方法，例如比较输入和输出信号以确定任何误差，那么可以更快速地激活继电器，但是其他输出误差源（如削波）也可以激活继电器，除非设计一些巧妙的电路来避免这种情况，或者在放大器输入之前添加信号限制。可以减少由其线圈电感引起的继电器工作时间延迟，例如通过从远高于指定电压的电压驱动线圈，但使用足以防止过度耗散的串联电阻。

输入级失真：
将输入级和驱动器级组合为互补反馈对加上级联码，我们有了具有“虚拟地球”输入的反相配置，因此没有共模电压来增加失真。虽然我做了一个分析来比较一些简单的输入阶段，但我指出，一旦我们选择遵循高全局反馈路径，输入阶段就变得相对不重要了。当开环增益为200，000（5kHz时），我们发现，对于20V的输出，输入级的输入仅为100uV。在这个水平上，即使是所分析的最差输入级，单个未退化的双极晶体管，也大多具有0.1%的二次谐波失真。在80dB环路增益下，该失真源降至0.00001%。
TID和PIM等其他形式的失真通常与输入级非线性有关，如果只需要处理100uV，则实现足够的输入级线性度也容易得多。

级联级对于最小化输入级失真也至关重要。如果我们使用单个npn晶体管或仅使用互补反馈对，则整个输出信号摆幅（高达40V pk-pk）将出现在输入晶体管集电极上。（实际上它会大于放大器输出电压摆幅，因为输出级的增益小于单位）。我写了一篇关于共模失真的页面，即使MJR7电路没有共模输入，这也是相关的。关键是，大型集电极到基准交流信号电压仍会导致“早期效应”失真。集电极至基极电压调制基极-集电极结的耗尽宽度，从而调制给定集电极电流下的结电容、晶体管电流增益以及基极-发射极电压。实际上注入输入，这些非线性源不会因全局负反馈而减少，因此通过其他方式将其最小化非常重要。级联级将输入晶体管交流集电极信号保持在非常低的水平，小于一毫伏，并将这些影响降低到非常低的水平。互补反馈对输入级具有中等高的输出阻抗，因为通过1R5电阻进行本地反馈，这有助于增加级联级输出阻抗。

增益带宽积：
该规格通常缩写为GBW，通常作为单个数字包含在运算放大器数据手册中，并且可能比开环增益更有用，开环增益是频率。使用-6dB/倍频程高频补偿时，开环增益和频率的乘积在很宽的频率范围内或多或少是恒定的，因此只需计算或测量10kHz的增益，然后将增益乘以频率，就可以得到GBW的数字。对于MJR7-Mk5，10kHz时的增益约为100pF补偿电容的阻抗除以用于设置输入级gm值的1R5。结果是 10kHz x 160，000 / 1.5，大约是 1，000 MHz 或 1GHz。对于如此高的GBW，实现闭环稳定性不一定是一个更大的问题，不稳定只会发生在环路增益接近单位的频率下，并且所有反馈放大器，包括高和低GBW，都具有单位增益频率，因此如果不仔细控制环路周围的相移，则可能不稳定。

更多设计特性：
高频补偿电容和输入级电流决定了压摆率限制，对于100pF和5mA，我们预计约为50V / usec，这是接近400kHz时的20V峰值正弦波的压摆率。我对录制音乐的峰值压摆率的测量表明，对于大多数源，放大器只需要能够提供高达10kHz的全输出摆幅。因此，MJR7-Mk5 的数字比这一最低要求高出 40 倍，提供了出色的安全裕度。我只检查了全输出是否高达100kHz，因为这是我的信号发生器的上限。
应用高频补偿的方法具有一些优点。使用从级联级输出到大地的100pF可确保此时接近削波下降阻抗时减少相移，并改善稳定性裕量。在高反馈设计中，稳定性通常是一个接近削波的问题，因此这种分流补偿方法是一个不错的选择。

如果有一个“神奇”的组件可以将这种设计转变为非普通的东西，那就是从输入晶体管基座到大地的470p。由于反馈的“虚拟地”效应，此时的阻抗只有几欧姆，因此电容器不是输入滤波器的一部分，它只影响反馈环路，并且与10p与全局反馈电阻并联一起，它提供了反馈环路周围高频的可预测衰减，并确保只有在高频下有效闭环增益47时才需要稳定，即使从输入到输出的音频信号增益仅为18。闭环增益越高，补偿电容的减少就越大。470p还避免了反相放大器电路的一个严重问题，即输入开路时，它将成为单位增益放大器，需要大量补偿才能实现稳定性，如反相放大器反馈中所述。

输出电感器不是可选的，省略这一点的结果可能是在容性负载的高频下，反馈环路的额外相移高达100度。然后放大器将振荡，或者充其量是有条件地稳定。不幸的是，使用削波到电抗负载进行测试很少见。在我的一个失败的设计中，通过通常的方波测试，任何负载都具有完美的稳定性，但削波进入容性负载触发其振荡。MJR7 对此测试没有问题。我见过一些例子，其中即使是夹入电阻负载也会引起振荡。
输出电感两端的阻尼电阻对于稳定性很重要，如输出电感阻尼中所述。输出网络设计的更多详细信息包含在输出网络中。（在最终的Mk5版本中，电感阻尼电阻减小，以便在主补偿电容减小时保持足够的稳定性裕量。如本文所述，输出端包括100n加1R，以提高小容性负载下的稳定性，这些容性负载可以与接近反馈环路单位增益频率的输出电感谐振。这些组件的另一个好处是扬声器电缆拾取的高频干扰将高度衰减。输出电感对此的帮助有限，因为采用低值并联阻尼电阻。任何仍然通过输出网络的干扰都通过10p反馈电容反馈到输入级，但随后由470p从输入基极到大地进一步衰减，因此降低了另一个系数47。使用高增益输入级可以提高对干扰的灵敏度，但通过对输出和输入进行有效滤波可以避免这种情况。

电容耦合输出还有另一个优点，即只需要一个极性电源。如果我们想要更高的功率输出，这实际上成为一个缺点，因为额定电压高于63V的大值电解液通常要贵得多。使用两种63V串联类型，使用相等的并联电阻来均衡电压是解决此问题的一种方法。
单电源的一个优点是只需要一个保险丝进行保护，这就避免了双电源的问题，即如果一个保险丝在一个电源中发生故障，输出可能会摆动到相反的电源轨，因此需要仔细设计以避免此类危险。单个 MJR7 保险丝故障可有效断开放大器的所有电源。

2A-T 保险丝最初是为早期版本指定的，每块板上都有一个通道，理论上 Mk5 板上两个通道的单个保险丝应该额定为更高的电流，但除非保险丝在高声级下出现故障是一个常见问题，否则仍然可以使用 2A 类型。根据一些消息来源，T 型防浪涌保险丝通常可以在其额定电流的 10 倍下存活约 100 毫秒，在额定电流的 5 倍下存活 1 秒，因此 2A 电源线保险丝并不是看起来对输出功率的严重限制。但是，对于以连续高功率驱动的低阻抗扬声器，可能需要使用3A-T保险丝。
关于保护MOS管的必要性，我现在发现了一个我记得看到的diyAudio页面，叫做“折磨侧向MOS”。这描述了破坏侧向MOSFET的尝试以及发现这有多困难。到目前为止，我使用 2A-T 电源线保险丝已被证明是足够的，即使在更高功率的应用中，我也从未亲自设法破坏过MOSFET管。如果侧向MOSFET确实失败了，我的第一个怀疑是它是假的，这些正在世界某些地方出售，但不幸的是，更有信誉的来源可能更贵。
另一个优点是，我们只有一个电源轨，需要抑制电源嗡嗡声和其他噪音。正电源仅连接到输出MOSFET和电流源，该电流源连接到电路中相对较低的阻抗点以及偏置链。100Hz时的电源抑制测量值为99dB，非常好。
电源抑制通常比电源设计更重要。将电源平滑电容从10，000uF加倍至20，000uF只会将电源线纹波降低约6dB，但不同放大器设计之间的电源抑制可能会相差100dB或更多，因此弄错这一点并试图通过改进电源来纠正问题并不是最好的主意。如果放大器被驱动接近削波，电源纹波仍然有点重要，因为纹波会降低削波前的可用输出。

输出电容有一个可能的缺点，即最大输出电平将在非常低的频率下下降。我自己的扬声器在 10Hz 或更低时阻抗降至 5.5 欧姆，因此使用 4700uF 输出电容器时，可用的峰值输出将在大约 6.2Hz 时下降 3dB。然而，2u2输入电容在6.4Hz时将输入信号降低3dB，因此所需的输出仍然可用。值得庆幸的是，具有6Hz高电平分量的录音要么不存在，要么至少极为罕见。

MJR7 仅使用一个简单的电路和一对横向 MOSFET 在 100mA 静态电流下即可实现出色的失真系数。添加更多并联MOSFET并以更高的电流运行它们将进一步减少失真，但除非需要更高的功率输出，否则这是一种减少失真的低效方法。更有效的方法是前馈，加上这一点，使MJR9将所有可测量的音频失真降低到-120dB以下。失真已经很低，这似乎太过分了，没有严重的意义。它还需要使用能够检测低至 -130dB 左右的失真的测试设备进行精确调整以获得最佳结果，因此这不是一个理想的 DIY 项目。MJR7不需要选择或匹配组件，调整只需要一个标准的万用表。

电容耦合输出已经变得“不合时宜”，这同样适用于其他一些功能。这并非完全是偶然的，在阅读了一些关于理想放大器设计技术的可疑声明后，我想举一个反例。几乎没有电路对称性，只有很少通过1R5发射极电阻增加的本地反馈，以及极端水平的全局负反馈，被一些人认为是“最糟糕的”类型。至于分流补偿技术，这显然“在所有方面都是次优的”。我曾打算将开环-3dB频率尽可能低，但失败了，它可能足够高，可以达到高于平均水平的标准。使用小型聚酯输入电容器，据称可以听到介电吸收问题，当然是可选的，任何其他低泄漏类型都可以被那些相信“电容器声音”的人使用。无论是从理论上还是从我自己的测试或聆听经验来看，我仍然完全不相信这个问题，但确实观察到使用具有大物理尺寸的电容器可能会在整个音频中将干扰拾取增加多达 12dB频率范围，因此电容器的选择肯定可以至少有一个真实且易于测量的影响。

另一个被忽视的“原理”是，对于高压摆率，我们需要高值输入级退化电阻。对于双极性差分输入级，这通常涉及与发射极串联的100R左右的电阻，或者使用在没有电阻的情况下已经具有较低gm的jfet。我的输入级只有 1R5，以及局部反馈，给出了非常高的有效GM值，比一些传统设计高约100倍，但理论压摆率是完全可观的50V/usec。
这些典型的退化输入级只能为高电平信号产生高压摆率，在极端情况下，它们可能需要1V或更多的差分输入才能达到规定的压摆率。MJR7 可在输入晶体管基极产生约 10mV 的全压摆率。鉴于许多信号在通过零时具有最大变化率，因此在小信号电平下实现高压摆率似乎是一个好主意。这对于普通的音频应用程序来说可能并不重要，但无论如何，我包含了一篇关于这个“问题”的文章，压摆率。

我应该提到听觉印象，毕竟听音乐是重点，但我经常批评“主观主义”的评价，所以在这方面提出任何主张都是不合适的。我只会观察到，在所有构建我的设计并告诉我他们的聆听体验的人中，所有人都完全是赞美的。

缺点和批评：
为了完整起见，必须提及MJR7电路的一些缺点。与双电源电路相比，单电源存在一个问题，即更难确保对称削波。4k7 预设是将 mosfet 源的工作电压调节到电源电压的一半左右。调整对称削波可能更好，但这需要使用示波器，即使这样也不会很精确，设置将取决于所使用的测试信号的类型。我有时使用1kHz音暴测试信号，它对电源电压的影响小于连续正弦波，更接近典型的音乐信号。

此外，设置工作电压的方法使用输入级晶体管的基极-发射极电压作为其基准，并且具有显着的温度系数，因此随着放大器的预热，调整将不可避免地漂移，因此应将放大器设置为正常工作温度。有一次，我建议使用一个简单的温度补偿电路来减少这种影响，但决定几乎没有任何意义，削波前输出电平的改善不太可能超过一dB的几分之一，因此不明显，只要使用通风良好的外壳来保持内部温度变化较低。

无论如何，要求对称削波是有问题的，即使在完全对称的电路中，削波也只会对对称信号（如纯正弦波）对称。音乐信号总是不对称的，所以实际上，当我们调高音量时，一个极性总是首先削波。为了获得最佳音质，更重要的是完全避免削波，这是可以实现的通过调低音量控制，或者如果需要更高的声级，请使用更强大的放大器或更灵敏的扬声器。

另一个缺点是噪声水平，它不像使用同相串联反馈电路所能达到的那么低。反相电路有一个串联输入电阻，用于定义输入阻抗，如果我们选择这个值作为可接受的值，例如10k，这将在20度时增加约2uV的输入噪声。C 和 20kHz 带宽。使用1V输入进行全输出时，这提供了114dB的信噪比，这仍然非常好，除非我们想使用超高灵敏度喇叭扬声器，否则不太可能成为问题。输入端的互补反馈对允许我们使用在低集电极电压和最佳集电极电流下工作的低噪声输入晶体管，以获得良好的噪声系数。根据其数据手册，指定器件在所选工作条件下的噪声系数优于0.5dB，噪声非常低，因此对输入电阻噪声的影响很小。

另一个问题是级联级和驱动级晶体管和电流源降低了可用的电压摆幅，但我们通常担心几乎听不到1dB的影响，如果需要特定的功率输出额定值，我们总是可以使用稍高的电源电压。即使是输出级偏置调整电路也会使可用输出比实际需要的要多，但这样做是有原因的，即允许使用470R代替最初从基极连接到发射极-跟随器级发射极的100R，由于基极-发射极电压的早期效应调制，这导致了失真。正如我在最初的MJR6文章中所说，挤出最大可能的额定功率从来都不是一个高优先级，但我确实尝试了94V电源，在7R5中实现了79W，除了驱动器级晶体管变得相当热之外，没有明显的问题。对于比推荐的60V电源高得多的任何东西，小型散热器可能是一个好主意。使用双芯片型横向MOSFET和接近100V的电源应该允许100W输出，但79W和100W之间的差异几乎不明显为1dB。

我遇到了一两个其他批评，例如输入过滤被一些人认为是过度的。这有时可能是由于计算不正确，并且可能误解了470p电容器中的第二个，该电容器连接到阻抗仅为几欧姆的“虚拟地球”点，因此影响不大。该电容器是高频补偿的重要组成部分，如此处所述。虚拟大地还有另一个重要影响，即第2个5k6输入电阻有效地接地，以计算滤波器响应。输入滤波器在大约120kHz时为-3dB，我认为这并不低。10p与200k全局反馈电阻并联的效果更大，使放大器在80kHz附近进一步提供-3dB。通常担心的是音频频率下产生的相位误差，但仿真表明，MJR7相移在1kHz至20kHz范围内几乎完全线性，相当于3.3微塞的恒定时间延迟，对波形几乎没有影响，因此没有可听见的影响。这整个放大器的-3dB带宽约为6Hz至60kHz，我认为这是一个合理的选择。

为了获得最佳性能，我们需要为此目的选择具有最佳特性的晶体管。例如，如果我们想要低噪声，那么一些输入晶体管的噪声系数比其他输入晶体管低。请务必在输入端使用 BC109C，但使用 2SC2240BL 时噪声应更低。同样，驱动级晶体管的额定电压似乎也会影响失真，它们的集电极基电容也是如此，这就是为什么我目前使用300V低电容类型KSC3503D和KSA1381E的原因。pnp输入级晶体管对高频稳定性有一定影响，高电流增益与高fT相结合有助于实现这一点。改变电路很容易，使其不那么重要，只需将1R5退化电阻增加到15R，几乎可以使用任何小信号pnp类型，但环路增益较低，失真将高出10倍。

图片4.png