無大環負反饋功放電路的實驗
原來是用一部沒有負回授,三極接法的6AQ5單端膽機聽音樂,雖然是用變壓器推動,輸出功率還是很小,常常要和過載失真妥協.
一直想用電晶體做一部輸出功率大一些,
能模仿膽機特性,讓自己舒服聽音樂的機器.
至少可以和膽機換著聽,而不會太難過.
電路圖是實作的零件值,照片是實際試聽的情形,
直流電源借用舊的OCL功放.
輸出靜態電流約0.3A,放大約13倍.
電路中的輸出過電流保護是必要的,
保護開機的暫態(180uF電容充電時間)
電路分前後兩級,
輸出級類似pass zen v5,
只是zen v5用mosfetirfp240/9240,電路比較簡潔,
對一個跨導S=10A/V的mosfet,取1/10電壓回授,
等效輸出阻抗是1歐姆,上下推挽併聯,所以輸出阻抗0.5歐姆.
對一個1000倍的電流放大器,取2k歐姆做電流回授,
等效輸出阻抗應該是2歐姆.
LTspice仿真,中頻輸出阻抗約1.9歐姆.
輸入級是開環的電壓對電流轉換.
同時做輸出級的靜態電流(及中點電壓)控制,
方法來自musical fidelity a1.
目前電路尚未完備,僅供參考.
开环做得好是应该的，但负反馈大环还是需要的。 支持这样的试验，加油！虽然大环路反馈是主流，但是diy也需要不同的尝试，无大环路反馈或无环路反馈制作困难，但是一但做好了是相当了得的，瑞士的那个dartzeel108功放就相当的牛！ tsyg99 发表于 2015-2-9 00:00
失真太大了
謝謝回覆.
目前用仿真軟體尋找降低失真的方法.得到如下,
10kHz,Vop=20v(約25W),總諧波失真約1%.
但是還沒實作驗證.
但同時也發現,(我的音箱)平時聽音樂的習慣,
0.35A的靜態電流,輸出管幾乎沒有出現完全截止的情形,
(聯想到musical fidelity a1對靜態電流的選擇)
原來的電路,根據仿真,在發生輸出管截止前,
10kHz的總諧波失真低於0.2%.
這讓我猶豫,值不值得做修改(電路將變複雜,或者說是不可靠或不穩定)
另外,對於低於音箱下限頻率的控制,電路中有三組電容可以調整.
包括輸入對輸出的頻率響應,以及輸出阻抗(低頻端)的頻率響應的調整.
目前在我的音箱上,低頻確實比我的膽機多出許多,
但我以為還沒到失控的程度,但是也不排除真的過頭了.
zhoutingqq2005 发表于 2015-2-10 03:00
支持这样的试验，加油！虽然大环路反馈是主流，但是diy也需要不同的尝试，无大环路反馈或无环路反馈制作困 ...
謝謝,
但我似乎沒那麼大的野心. 既然要模仿膽機,就要瞭解膽機特性.
對一個5k:8,10w的單端輸出變壓器建一個中低頻的仿真電路.
紅框裡是變壓器,前端1.25k是三極膽管內阻,後端接8歐姆負載.
從後端送信號,做交流分析,得到輸出阻抗的頻率特性.
在中頻區(1kHz)263mv約等於2.85歐姆.
越往低頻區,因為變壓器磁化電感的感抗隨頻率下降,
整體輸出阻抗值下降,且呈電感性(角度引前)
在我的實驗電路裡,調整紅框裡的電容量,
從仿真看,是有可能模仿單端膽機的輸出阻抗特性.
(中頻區約1.87歐姆)
更好的是,我不必重繞輸出變壓器,
只需換一換電容,就有可能找到適合我音箱的低頻特性.
附帶一提,試音的音箱,主要是一套自己裝的三分頻簡易號角,
低音是舊philips 8吋密閉箱加短號角,中音高音,自製的320Hz及1kHz號角.
另一個是DIATONE 6吋全頻裝反射式箱. 對PASS ZEN V5做同樣的輸出阻抗仿真,
得到完全不同的低頻特性.
LTspice提供的IRFP240模型,
在工作點上,S約等於3.5A/V.
串入源極電阻0.22歐姆,等效S為
3.5/(1+3.5*0.22)=1.977 A/V
取輸出電壓的十分之一回授,等效輸出阻抗
1/(1.977/10)=5.05 歐姆
上下推挽並聯,得到5.05/2=2.525歐姆.
仿真結果是238.71mV,約為2.508歐姆.
但是越往低頻端,輸出阻抗值上升,而且相角落後(電容性)
顯然和膽機是完全不同的.
hsiehwm 发表于 2015-2-12 01:14
對PASS ZEN V5做同樣的輸出阻抗仿真,
得到完全不同的低頻特性.
我对于楼主测输出阻抗的方法有点怀疑。
因为我不清楚电压如何转化成阻抗。
回馈会直接影响输出阻抗的看法好像有点问题。
我只知道回馈会把输入端的阻抗值乘一个数后带至输出端而影响最终阻抗的值。
但好像不会直接改变输出端原有的阻抗值。
关于输出阻抗，在网上找过资料及经过思考后，我有以下的看法。
输出阻抗可分为 DC 及 AC 。
两者相加才为实际阻抗。
DC 阻抗可用 LTspice 中的 .tf DC Transfer 仿真测出。
测 AC 阻抗，可以以一个 AC 1 的电流源（I1）连接地及输出点（out）。
方向为电流由地流至输出点。
那么 V(out)/I(I1) ，即小电压变化除以小电流变化，应该就是该点 AC 阻抗了。
xianrenb 发表于 2015-2-12 12:14
我对于楼主测输出阻抗的方法有点怀疑。
因为我不清楚电压如何转化成阻抗。
回馈会直接影响输出阻抗的看 ...
謝謝回覆.
测 AC 阻抗，可以以一个 AC 1 的电流源（I1）连接地及输出点（out）。
方向为电流由地流至输出点。
那么 V(out)/I(I1) ，即小电压变化除以小电流变化，应该就是该点 AC 阻抗了。
我認為我們的方法是一致的,
只是我用AC 1電壓源,測輸出點電壓,和8歐姆電阻的分壓比換算輸出阻抗,
在中頻區(1kHz)因相位角近於零度,所以我用純電阻描述.
但是我認為在線性放大器,LTspice的AC Analysis 已經包括工作點時的所有的零件,
不需另外加直流阻抗.
回馈会直接影响输出阻抗的看法好像有点问题。
用LTspice的模型替代一個G=1A/V的理想MOSFET,
輸入AC 1V,得到8V輸出,
但此時輸出阻抗無限大,從輸出端加AC 1電壓源,全部電壓跨在輸出端.
從輸出端取1/10電壓回授到輸出端,
假設輸入端有1V電壓擺幅,輸入端電壓擺幅0.1V,
G1電流擺幅0.1A,於是等效輸出阻抗1V/0.1A=10歐姆.
仿真輸出點電壓約555.309mV,換算得到約10歐姆.
以上說明,請參考.
补充内容 (2015-2-12 17:15):
"假設輸入端有1V電壓擺幅,輸入端電壓擺幅0.1V,"
假設輸出端有1V電壓擺幅,輸入端電壓擺幅0.1V,
tsyg99 发表于 2015-2-12 13:14
原来是想仿胆机，
胆机阻尼系数很特别
加个可调反馈会有很大的帮助的，毕竟封闭式和倒相是不一样的
謝謝您的理解. hsiehwm 发表于 2015-2-12 13:39
謝謝回覆.
测 AC 阻抗，可以以一个 AC 1 的电流源（I1）连接地及输出点（out）。
AC 分析是只会分析 AC 电压及电流，不会含 DC 数值的。
不过我现在想清楚了，先前我的想法有错。
实际阻抗不是 AC 阻抗 + DC 阻抗。
实际电压等于 AC 电压 + DC 电压。
实际电流等于 AC 电流 + DC 电流。
实际电压与实际电流之比才是实际阻抗，而不是两个阻抗直接相加。
另外，我完全看不明白。
你说到与 8 ohm 分压，提到 0.1 V， 1 V， 8V ， 555 mV 。
0.555 / 8 ~= 0.06938
8 / 0.555 ~= 14.41
0.555 / 1 ~= 0.555
1/ 0.555 ~= 1.802
0.555 / 0.1 ~= 5.55
0.1/ 0.555 ~= 0.1802
看来完全与 10 ohm 无关啊！
或者我把两种东西混淆了。
实际阻抗与输出阻抗是两种东西。
输出阻抗是当输出为某一特定电压时，改变输出电流大小会有相应的电压变化的一种量度方法。
但实际阻抗是电压与电流之比。
两者根本无关系。
先前说到的 .tf dc transfer test ，也是测出 DC 输出阻抗的，而不是实际阻抗。
试了一点仿真，看来输出阻抗与跨导根本无关系。
后来终于想到原因了。
跨导是 d(Ice)/d(Vbe) 或者 d(Ids)/d(Vgs) 。
但输出阻抗是 d(Vce)/d(Ice) 或 d(Vds)/d(Ids) 。
所用的变数根本不互通。
而没有回馈的输出阻抗，看来与厄利效应有关。
http://zh.wikipedia.org/zh-cn/%E7%88%BE%E5%88%A9%E6%95%88%E6%87%89
修正了仿真的零件模型,儘量接近實際使用的零件.
(2N5551使用2N5550模型,2SD718使用2SD717模型)
修改兩處電路:
輸入端3.3k電阻和330p電容限制輸入頻率上限.
輸出級的回授點移到輸出端.
更改後,從仿真的AC Analysis,輸出阻抗(1kHz)約1歐姆.
我的實測,
這個電路,輸出端可以不必加zobel network,放大器仍能穩定工作,
我的推論是這樣的:
膽機的輸出變壓器,因為耦合係數k必然小於1,
使每個繞組形成各自的漏電感.漏電感限制了輸出變壓器的高頻頻寬,
另一方面也阻擋了從喇叭線上感應的高頻雜訊,
使雜訊不會進入擴大機,干擾電路工作.
這種結構 (包括zen v5)的電路,高頻端有類似輸出變壓器的感抗.
目前,限於散熱條件,靜態電流僅約150mA,
如果把R27,R28改為 1meg
從仿真,靜態電流1.5A時,
輸出峰值15V以內,失真小於0.1%.
(目前輸出最大限流約3A,15V大約是在限流動作之前)
實際聽感,改變最大的是在輸出級的回授點更改之後.