這個電路是從書上抄來的,據作者說有實作.
根據仿真,輸出失真特性是非常好的,
但是,如果看它的輸出阻抗特性,相位非常混亂,
沒有接近零度的區域,在2kHz附近相位突然轉變,
也就是說,它的開環主極點補償大約在2kHz(22p電容造成的)
(一般運算放大器,包括5534,主極點約在100Hz以下)
這就讓我懷疑,輸出阻抗的頻譜特性是否和實際聽感有關.
像是Dartzeel或是岑氏電路(輸出級開環的射極隨耦)
或是pass zen v5或musical fidelity a1(集級C或洩極D輸出,加負回授)
他們都有平滑的輸出阻抗頻譜特性,中頻段接近零度(純電阻)
磁铁 发表于 2015-2-25 04:42
无大环得不偿失，晶体管自带的非线性失真不可能克服，不是解决晶体管声的正确思路。
歡迎就實際電路和仿真內容提出討論.
hsiehwm 发表于 2015-2-25 13:30
修正了仿真的零件模型,儘量接近實際使用的零件.
(2N5551使用2N5550模型,2SD718使用2SD717模型)
抱歉,更正前面的錯誤,
"這種結構 (包括zen v5)的電路,高頻端有類似輸出變壓器的感抗."
高頻端有類似輸出變壓器感抗的,應該是musical_fidelity_a1
而且是因為電路裡的兩個電容(680p)產生的.
hsiehwm 发表于 2015-2-25 14:20
這個電路是從書上抄來的,據作者說有實作.
根據仿真,輸出失真特性是非常好的,
既然知道加一个 AC 1 电流在仿真电路中，就可以用算式直接算出输出阻抗，为何不用呢？
图表亦能直接算出结果数值， 不用换算。
另外，我看输出阻抗是什么角度也不重要，是负电阻也没问题。
目的应该是想得出小的输出阻抗数值，使输出电流有变化时，输出电压的变化要小。
另外我自己在 12 楼说反馈不影响原来的输入／输出阻抗的说法是错的。
查过网上的资料，串联负反馈的话，是会比原有的输入／输出阻抗大了一个比率。
该比率应为 1 + 电压环路增益。
但并联负反馈则是降低了一个比率。
该比率应为 1 + 电流环路增益
http://en.wikipedia.org/wiki/Negative_feedback_amplifier
为什么那么讨厌把大管纳入反馈？
dyh8283221 发表于 2015-2-27 10:57
为什么那么讨厌把大管纳入反馈？
我覺的最適合回答這問題的是nelson pass
學生時代曾仿製過他的A40
但是近年來,他已不用這種"傳統"結構的電路了.
xianrenb 发表于 2015-2-26 12:40
另外我自己在 12 楼说反馈不影响原来的输入／输出阻抗的说法是错的。
查过网上的资料，串联负反馈的话， ...
謝謝.
這些都是教科書上的東西,
學過基本電路理論的都應該懂的,
只是對一般人,很難用淺顯的文字去解釋.
我試著不用書上的方式說明回授的效果,但顯然是失敗的
xianrenb 发表于 2015-2-26 12:40
另外我自己在 12 楼说反馈不影响原来的输入／输出阻抗的说法是错的。
查过网上的资料，串联负反馈的话， ...
上述连结说得不太清楚。
初步算过了，应该是输入阻抗与输出阻抗的情况相反才对。
即是一个增大了，另一个是变小了才对。
用仿真,比較兩種放大器的工作狀態,
一個是(前面提過的)典型大環回饋放大器(A),
另一個是我實作的,輸出級局部回饋放大器(B),
施加的信號是峰值0.1V,上升時間1us的方波,
這樣的斜率,大約等於峰值1V,16kHz弦波,零交越處的斜率,
兩個放大器輸入都加了3.3k和330p的低通濾波.
A放大器,差動級和電壓放大級電流前緣的暫態正是回饋機制造成.
推動級過激暫態,二者都有,
但是A放大器的推動級和輸出級需較長時間到達穩態(方波頂有微小斜率).
(頻域和時域分析不可偏廢)
前面有朋友說,放棄大環回饋,會得不償失,
是的,失的不是失真或線性度,
首先,輸出中點控制,一直在數十mV緩慢飄動(熱飄移),
第二,對電源漣波排斥差,目前用10000uF+1歐姆+10000uF,
勉強可聽.(和pass zen v5的電源比起來,還算簡單)
但是引發另一個問題,
附圖是加振幅1V,100Hz的三角波,四個週期之後的暫態,
大環回饋的ocl電路,輸出端幾乎沒有暫態,
我的電路,在三角波消失後,輸出端大約有0.6V電壓,50msec後消失,
(這只是仿真,實測,可能會和正負半邊零件的偏差有關)
這應該是"低音拖尾"的原因之一.
這個暫態,在頗為有名的1969也會看到(電容已加大,輸入1uF,輸出10000uF)
大約0.7V暫態,這可能是OTL電路的宿命.
其实用的是传统线路试验可以用新点的电路模式去试验或许有更好的结果。
thinkhlin 发表于 2015-3-17 09:23
其实用的是传统线路试验可以用新点的电路模式去试验或许有更好的结果。
請教,有哪些新電路模式可參考?
謝謝.
hsiehwm 发表于 2015-3-17 10:12
請教,有哪些新電路模式可參考?
謝謝.
比如像马兰士类似的电路属于新一点的了，毕竟差分电路的延时会大点。
因为输出中点飘移的问题,单端放大OCL功放,决定在输出端加电容,变成OTL的形式
原来AC 24-0-24整流的正负电源当作单电源使用,负电压端变成零伏地端
为了简化电路,把电压放大级的稳压电路删除,只留滤波电路,实际测试才发现问题
附近如果有吹风机一类的电器启动,喇叭会听到轻微的低频冲击声,所以还是应该要加上适当的稳压
原以为加了输出电容,低频会有损失,实际听(大部分音乐)还好,(我的喇叭低音只到50多赫兹)
反而在264赫兹合成音测试,比原来的电路要清楚一些
输入电容一直是使用1uF的薄膜电容,因为电路里有 100uF*4.7kohm,输入端取1/5时间常数 1uF*100kohm
是为了稳定输入级的工作点,限制输入讯号的低频
这次发现输入电容加大到4.7uF(电解质电容)听感会好一些,1uF的声音比较"薄"
4.7uF的声音"丰富"一些,低音比较有"弹性",推测是轻微的工作点晃动产生的极低频调变
如果输入电容加大到10uF,虽然低音更"饱满",但是中音(例如长笛)混浊
本帖最后由 daoren 于 2025-8-27 09:55 编辑
无大环，缺点大于优点；有大环，优点大于缺点。
无大环，有胆味，但胆味就是缺点，松软，大动态不行，听个《红衫仔》真要命。
hsiehwm 发表于 2025-8-26 21:27
因为输出中点飘移的问题,单端放大OCL功放,决定在输出端加电容,变成OTL的形式
原来AC 24-0-24整流的正负电 ...
第一级只用来倒相？觉得可以把第二级改为同相放大，就可以省去第一级了。
根据FOSTEX FE103E spec,设置一个小讯号(线性化)电路模型,
spec中 Cms 单位误植,应该是 m/N
Mms=0.0021 Kg
Cms=0.00194 m/N
fs=1/(2*pi*sqrt(Mms*Cms))=78.8514 Hz
Qms=2.87
Rms=sqrt(Mms/Cms)/Qms=0.3625
验算
Bl=4.42
Re=7.45
Qes=Re*sqrt(Mms/Cms)/Bl^2=0.3967 (~0.4)
Le (172uH) 是根据阻抗曲线补上的
流过Rms的电流代表音圈(以及振膜)的速度
后来改成简化的模型,要加快暂态分析的速度
Ws=2*pi*Fs
Ws=1/sqrt(Les*Ces)
Qes=Re/sqrt(Les/Ces)=Re/(Les*Ws)
Les=Re/(Ws*Qes)=0.037286
Ces=1/(Ws^2*Les)=0.0001749
Res=Re*(Qms/Qes)=53.45375
Res端电压代表音圈(以及振膜)的速度波形
用264Hz(约中央C音高)弦波当基音,加上一些谐波泛音,设置了一个500ms合成音当测试音源
在FE103E电路模型之前加上和功放电路一样输入电路,再用LTSpice任意电压源 bv当成理想放大器驱动FE103E电路模型
V(ref_out).png
Res端电压(x1)可以看成是喇叭振膜的速度波形,做500ms的暂态分析,同时用 .wave 功能,
把 v(x1)转录成 CD 等级的 wave 档,录制音档,最大峰值调在 650mv (wave 档最大值+/- 1v)
V(v_x1_s).png
再用音档编辑器复制成4秒长的音档,连续播放四次
amp_no1_t16_264_3_1.wav
用这个音档当标准,用听觉(耳机)来比对功放电路声音准确的程度
vs 是功放电路的输入电压,调整 B3 的放大倍率,使功放输出最大峰值调在 4v,
x1_idt 是用 bv 的积分功能,把振膜速度转变成振膜位移,方便用波型比对
pwl500ms_6.txt
0m 0
3m 2
8m 1
50m 0.3
410m 0
500m 0